Использ-е раздробл флага начала кадра.

Билет №1

1.Адаптивная с-ма ТИ с рацион постр телеметрич кадра. Данное устр разрешает передать коды адресов и код параметра тех датчиков, сигналы которых сейчас равны между собой, с погрешностью, определяемой квантованием сигнала по уровню, в одном телеметрическом кадре. Стр схема КП с-мы рис. 1.49. Устр трудится след обр. По сигналу с БУ входн пар-ры поступают через коммутатор на АЦП, где происходит их преобразов в код. Код входного пар-ра сравнив с кодом этого же пар-ра в предыд точке отсчета, записанного в ЗУ. В случае если полное знач разности данного и предыд отсчетов меньше шага квантования, то СС закрыв ключ и не пропускает текущую кодовую комбин на вход буферной памяти (БП). В случае если эта разность оказыв шага квантования, то текущая кодовая комбин передается в БП. Т.о. осуществл адаптивная дискретиз входных сигналов и все неизбыточные отсчеты записыв в БП. Потом, с одного из вых БУ поступает сигнал на анализатор сигналов (АС), разрешающий сравнение кодов всех входных параметров, записанных в БП, между собой. Предположим, что сравн начиня с кодовой комбин пар-ра первого канала. Эта кодовая комбин сравнив с кодовыми комбин всех др каналов, и, в случае если такая же кодовая комбин видится в одном либо нескольких др каналах, то АС последовательно выдает сигнал для формиров кодов адресов каналов, у которых в собствености разглядываемая кодовая комбин. По окончании формиров кода адреса последнего канала, входящего в это группу каналов, в БП от блока памяти адресов (БПА) подается сигнал считывания данной кодовой комбин, которая за кодами адресов каналов, соответствующих данной кодовой комбин, через формир кадра поступает в БС. При отсутствии кодовой комбин данного канала в остальных каналах БПА выдается сигнал на формиров кода адреса лишь данного канала, а измерительная кодовая комбин подмешивается к коду указанным выше сп-м. После этого производится анализ кодовой комбин второго канала с кодовыми комбин остальных каналов и т.д. В нач каждого телеметрического кадра передается комбинация текущего времени. В работе разглядываемого передающего устр возможно выделить 2 граничных случая. 1)Мгновенные знач сигналов датчиков в одном телеметрическом кадре однообразны. Наряду с этим будет достигнута макс эффективность, т.к. будут переданы все номера датчиков и только один код параметра. 2)Мгновенные знач сигналов датчиков распределены по всем вероятным уровням квантования. Эффективность передающего устр в этом случае миним. Коэфф сжатия для граничных случаев. M – число уровней квантования; N – число датчиков; m=logM – число разрядов кода параметра; n = longN – число разрядов кода номера датчика. Число бинарных знаков в одном телеметрич кадре, передаваемых неадаптивной адресной многоканальной телеметрич совокупностью, определ выраж Миним число бинарных знаков, получающихся в первом граничном случае, будет Макс число бинарных знаков (второй граничный случай) при M . Коэфф сжатия данных определ отношен числа бинарных знаков в неадаптивной с-ме к числу бинарных знаков в адаптивной с-ме и предательств в этом случ от до

В случае если средн число разных уровней квантования, передаваемых в одном телеметрическом кадре, будет равняется Средн число бинарных знаков в одном кадре Наряду с этим коэфф сжатия информ: (1.90). Анализ выраж (1.90) показыв, что для получ выс коэфф сжатия информ необх сочетание способов рационального построения телеметрич адаптивной дискретизации и кадра в каждом канале.

2 Помехоуст сис-м с ФИМ.Сигнал ФИМ представл собой послед-ть импульсов заданной формы, перемещённых во времени относ-но тактовых точек на промежутки, пропорцион пар-ру l(t)(передаваемое сообщ). Для одного периода сигнал м.б. записан в виде ,где U0 – амплитуда видеоимпульса; j – функ, описывающ форму импульса единичной амплитуды; t – текущее время, отсчитываемое от нач периода (от тактовой точки); tз – время запаздыв импульса.Пускай время запаздыв импульса равняется , где t0 – сред время запаздыв, соответствующ l = 0; – диапазон предательств времени запаздыв.Введем замену переменных .С учетом данной замены возможно запис .Вычислим интеграл .Квадрат среднеквадр приведенной неточности для ФИМ равен . (*) Как видно из * неточность тем меньше, чем больше временная девиация импульса и чем больше значение интеграла. Величина характериз скор предательств направл на фронтах импульса. Для прямоуг импульса производная была бы вечно громадна и неточность при не сильный помехах равна нулю, но физич светло, т.к. помеха не имеет возможности сместить вертикальный фронт. Но для передачи для того чтобы импульса нужна вечно широкая полоса, при которой уровень помех был бы вечно наши формулы и велик не верны. Рассмотр один период сигнала ФИМ с трапецеидальным импульсом (рис. 4.1). В теч фронтов импульса , а на всей другой части периода . Исходя из этого .Подставляя данный рез-т в (*), возьмём . Как видно, неточность не завис от длительн импульса, а определ лишь длительностью фронта, временной девиацией и амплитудой импульса .

3.Структ схема с-мы ТУ-ТС с нередок разделением.Образов частотной кодовой комбин, соответствующ выяснен команде, производится шифрованием адреса и операции объекта, блоком генераторов, сумматорами и ключами при замыкании соответствующих выключателей на пульте диспетчера. На КП радиоимпульсы, выделенные полосов фильтрами, преобраз в видеоимп-сы преобразователями, каковые представл собой амплитудные детекторы совместно с пороговыми эл-ми и селекторами импульсов по длительности. Декодирование производится дешифраторами адреса и операций объекта. Сигналы с вых дешифраторов соответст выяснен команде и управл работой вых аккуратных эл-в. Канал телесигнализ трудится аналог обр, за исключ того, что сигнал о сост объектов формир датчиками сигнализ, каковые представл собой как контактные, так и бесконтактные ключи. Эта с-ма отлич от с-мы с нередок избиранием наличием шифраторов и дешифр на ПУ и КП, а остальн эл-ты те же.

Билет №2

4.Стр схема ПУ цифр с-мы ТИ. Сигнал КИМ (кодо-импульсно-модулированный – это последов 1 и 0, несущих информ о рез-тах отдельн измерений и разную запасного информ) с приемника, где совершено детектиров несущ частоты, усиление и фильтрация сигнала, поступает в устр демодул КИМ. Потому, что бинарный сигнал искажен помехой, перед обработкой он проходит через восстановитель, что отфильтровывает помеху и генерирует имп-сы стандартной формы. Восстановитель представляет собой управляемый интегратор, что накапливает вых напряж с детектора приемника в теч одной бинарной единицы. В случае если в теч этого времени напряж на интеграторе превысило некий порог, считается, что была принята «1», в другом случае считается «0». В первом случ восстановитель выдает обычный импульс. В конце промежутка интегрирования происх сброс напряж интегратора. Работа приемной части управл двумя типами синхронизирующих устр: узлом тактовой синхрониз (УТС) и узлом циклов синхрониз (УЦС). Для фазы и подстройки частоты местного генератора тактовых импульсов возможно использована инерционная с-ма ФАП либо с-ма дискретной подстройки. Имп-сы синхронизации кодовых циклов и слов получаются в устр циклов синхрониз. Информ знаки принимаются преобразователем послед-ого кода в паралл, что делает ответные функц подобному преобразователю КП и записыв их в запоминающее устр. Перед регистр производится коррекция неточностей. В УЗО имеются схемы, анализирующ принятые кодовые комбин, и при необходимости производится их исправление в запоминающем устр и выдается разрешение на шину К. Адрес канала выдает распределитель каналов методом подачи сигнала на шину А. Исправленная кодовая комбин поступает на шину И. Шины А, К и И многоразрядные. С этих шин информ в случ необходимости поступ в ЭВМ и на личные регистрирующие устр, каковые м.б. как аналоговыми, так и цифр. При аналог воспроизведении нужных сообщ информ из канальных регистров поступает на входы цифроаналоговых преобразователей (ЦАП), где преобраз с нужным коэфф в аналог вел-ну и поступает на вход регистрир устр-в. При цифр регистр цифр эквиваленты снимаются с шины И, поступая после этого на вход масштабирующих устр, где происх их умножение на соответствующ коэфф с целью выв информ в полных единицах. Масштабир устр явл неспециализированным для всех каналов. Промасштабированные цифр эквиваленты записыв в канальные рег-ры, а после этого через преобразователь код – код поступают на цифр регистраторы. Преобразователь код – код создаёт преобразов цифр эквивалента в раб код регистрир устр-ва.

5 Помехоуст передачи дискретных сигналов.Помехоуст назыв свойство с-мы верно принимать информ, не обращая внимания на действия помех. Для оценки помехоуст дискретных (бинарных) элементарных сигналов использ вероятностный критерий. Самый выс помехоустойчивостью владеет так называемый совершенный приёмник Котельникова, что обеспечив при данном методе передачи наилучшую помехоустойчивость, именуемую потенциальной.

Потенциальная помехоуст – это предельно допустимая помехоуст, которая м.б. обеспечена совершенным приёмником. Теория потенциальной помехоуст развита для флуктуационных помех. Мысль построения совершенного приёмника заключ в том, что, зная, какие конкретно сигналы должны быть переданы, и имея их образцы, он сравнивает полученные сигналы попеременно с этими примерами [ и ] и, вычисляя энергию разности образца величины и принятого (сигнала либо ), относит принятый сигнал к тому сигналу, для которого эта разность минимальна ; . В случае если , то вычисляем принятым сигнал , а вдруг – сигнал .Изменяя величину , возможно регулиров соотношение возможностей превращения одного сигнала в др. Стр схема совершенного приёмника Котельникова на рис. 3.1. Помехоуст совершенного приёмника м.б. вычислена по фор-м: , . Тут – табличная огранич функция , – вел, характериз потенциальную помехоуст, ; – параметр, характериз пороговые св-ва приёмника ,где – удельное напряж помехи в полосе частот 1 Гц , где – пороговое знач сигнала; – среднеквадратич знач напряж помехи; – полоса пропускания приёмника. При симметричном канале, в то время, когда возможность образов и подавления команды фальшивой однообразны, и .

6(70).Программная перестройка частоты.Чтобы радиообмен не было возможности перехватить либо подавить узкопол шумом, было предложено ввести передачу с пост сменой несущей в пределах широкого диапазона частот. В рез-те мощность сигнала распределялась по всему диапазону, и прослушивание какой-то определенной частоты давало лишь маленький шум. Послед-ть несущих частот была псевдослуч, известной лишь приёмнику и передатчику. Попытка подавления сигнала в каком-то узком диапазоне кроме этого не через чур ухудшала сигнал, т.к. подавлялась лишь часть информ. Идею этого способа иллюстрирует рис1.7. В теч фиксиров промежутка времени передача ведется на неизменной несущ частоте. Чтобы приемник синхронизировался с передатчиком, для обозначения начала каждого периода передачи в течение некоего времени передаются синхробиты. Так что нужная скор этого способа кодиров оказыв меньше из-за постоянных накладных затрат на синхрониз. Структ схема с-мы с программной перестройкой рабочей частоты (ППРЧ) на рис 1.8. Несущая частота изменяется в соотв с номерами частотных подканалов, вырабатываемых методом генератора ПСП.

Псевдослуч послед-ть завис от некоего пар-ра, что назыв начальн числом. В случае если передатчику и приёмнику известны метод и знач нач числа, то они меняют частоты в одинак послед-ти, именуемой послед-тью псевдослуч перестройки частоты.

В случае если частоты смены подканалов ниже, чем скор передачи данных в канале, то таковой режим назыв медленным расшир спектра (рис 1.9); в другом случае имеем дело с стремительным расширением спектра (рис1.10). Исходя из этого выполн след соотнош:

Для медленной ППРЧ . Для стремительной ППРЧ .

В случае если в синтезаторе формир М частот с шагом , то занимаемая знаком с ППРЧ ширина полосы частот: (медленная ППРЧ .

Способ стремителен расширения спектра более устойчив к помехам, потому, что узкопол помеха, которая подавляет сигнал в выяснен подканале, не ведет к утрата бита, т.к. его знач повтор пара раз в разных частотных подканалах. В этом реж не проявл эффект межсимвольной интерференции, по причине того, что ко времени прихода задержанного на протяжении одного из дорог сигнала с-ма успевает перейти на др частоту.

Способ медленного расшир спектра таким св-м не владеет, но он несложнее в реализ и сопряжен с меньшими накладными затратами. Определ знач выигрыша G при обработке, снабжаемого знаком с ППРЧ.

В случ медлен перестройки ?f=Rb и?Fb=Rb, исходя из этого (2. 9)

В случ стремительной перестройки одинаковый знак сообщ передается на N разных частотах (кратность повторения равна N),исходя из этого ?f=Rs=RbN и выигрыш (2.10)

Т.о, для сигналов с стремительной ППРЧ выигрыш при обработке определ не только числом применяемых частот М, нои кратностью повторения N. направляться выделить, что при стремительной ППРЧ при определении коэффициента помехозащищенности нужно учитывать дополнительные энергетические утраты, которые связаны с некогерентным сложением N=Rc/Rb элементов сигнала, передаваемых на разных частотах. Это сложение осуществляется при формировании статистики, по которой производится оценка знака передаваемого сообщения в демодуляторе. В частности, способы ППРЧ разрешают организовать одновременную работу нескольких каналов методом выбора для каждого канала таких псевдослучайных последовательностей, дабы в любой момент времени любой канал трудился на собственной частоте.

Билет №3

7.Сист ТИ с адаптивной дискретиз. Принцип действ сис-м с адапт дискретиз заключ в исключ несуществ координат, что м. б. реализ с помощ спец устр-в – адаптивных лжём дискретизаторов (АВД). Вход сигналы от датчиков поочередно через коммутатор поступают на АЦП. Паралл код вх сигнала сравн в схеме сравн (СС) с кодом предыд отсчета, поступ от запоминающ устр (ЗУ). В случае если знач вх сигнала отлич от знач предыд отсчета на величину, превыш порог сраб (зад доп погрешность ), то СС выдает сигнал на схему запуска (СЗ) коммутатора и коммутатор останавлив на данной точке, одновр открыв ключ (К) и цифр эквивалент с АЦП подается в УЗО и записыв нов знач в ЗУ. В УЗО код комбин кодир в направляться коде и подается в блок считывания (БС). БС передает в ЛС синхрокод, адр датчика с значительным отсчетом и цифр эквивалент телеметр параметра. По окончании оконч передачи БС открыв СЗ и коммутатор опраш след датчик. В случае если же знач отсчета входн сигнала не отлич от знач предыд, т.е. отсчет явл избыточным, то СС не срабатыв, коммутатор не останавлив и через определ вр коммутатор подключ ко вх АЦП очередной датчик. Для исключ случаев появл аномальных погр исп-ся ОС по погрешности (счетчик, ключ 2, дешифр и формир уставки). Счетчик подсчит число неизбыточных отсчетов. В случае если число, зафикс счетчиком, укажет на возможн появл аном погрешностей, дешифр с вых 1 выдаст сигнал на формир уставки, что устанавл нов порог срабатыв схемы сравн. Т.о, в след цикле будут опрошены датчики, у кот погрешность будет громаднейшей. Число неизбыт отсчетов счетчиком сравнив с допуст числом этих отсчетов (это усл делает дешифр), вычисленным из усл равенства количества сигнала при сжатии и при безадр передаче без сжатия: (N – число источн сообщ, M – число уровн квантов сигнала, Kc – коэфф сжатия по отсчетам за цикл опроса). Знач коэфф сжатия, при кот адапт и неадапт сис-мы будут иметь одинак эффективн (граничн случ):. При действенной будет адаптив сис-ма с адресами, а при больш эффек-ть будет иметь неадаптивная безадр сис-ма. Для согласов хар-к входн потока сообщ с хар-ми канала св вероятна постановка буферного запоминающ устр в БС. Погрешность телеметр сис-мы, ее быстрод и полоса частот канала св связаны след зависим: , где Т – период дискретиз; – полоса частот канала св; – мощн соответст шума и сигнала в канале.

8.Расчёт помехоуст итеративного и кода Хемминга. Итеративный код. Рассм блок, содерж m строчков и n столбцов, кот включ в себя столбец и строку защиты по паритету (кодом с проверкой на чётн либо нечётность). Этот код имеет код расст d=4 и позвол исправл одиночные неточности. Тогда полная возможность правильн приёма будет Фальшивый приём в итеративном коде обусловл искажениями, приводящими к появл чётных неточностей одновр в столбцах и строках. Так, возможность фальшивого приёма из-за четырёхкратных неточностей .

Код Хэмминга с d=4.Этот код позвол исправл одиночные и обнаруж бинарные неточности. Полная вероятн прав приема определ выраж . Ошибочный прием при d=4 обусловлен неточностью кратности, большей 2х, и оценив возможностью . Возможность возникнов обнаруж неточности .

9.Программн перестройка лжём полож импульсных сигналов.Характерной изюминкой сис-мы св сППВП сигналов явл импульсный режим передачи. Исходя из этого дляисточн дискр сообщ передача осуществл по окончании предвар преобразов в пакеты длительностью впределах цикла длительностью . Пакет занимает опред лжём промежуток в пределах цикла, а номер лжём промежутка опред-ся сегментом псевдослуч послед-ти, формир ГПСП. Устр формир пакетов осущ лжём сжатие последовательн знаков передаваемого сообщ (изменение скор). Наряду с этим скор передачи увелич пропорц коэфф сжатия. — скважность передачи.

Определ знач выигрыша при обработке, снабжаемого при ППВП. В пределах цикла при наличии М лжём слотов в каждом лжём слоте необх передать k бинарных знаков сообщ. Исходя из этого продолжительность элемента сигнала m – кратность манипул.

При фазовой манипул несущей и прямоуг форме импульсов модулирующ сигнала ширина полосы частот . Т.к. ширина полосы частот сигнала передаваемого сообще равна , то при ППВП выигрыш

Вывод: частота, на кот клиент передает информ, постоянна. Промежутки времени передачи малоизвестны и мелки. Исходя из этого при наличии многих абонентов, одновр передающ информ, приемнику перехвата тяжело выделить конец и начало передачи одного абонента и решить, какая информ предназнач каждому абоненту.

Билет №4

10.Телеметрич совокупности с адаптивной коммутацией. Выбир некая частота опроса измерит каналов АТИС и при помощи спец устр-в — анализаторов акт-ти сигналов (ААС) определ канал с наиб погрешностью. Знач-я измеряемой вел-ны в этом канале и передаются на ПУ. Такт частота передачи измерит инф-ции по каналу св остается постоян, меньшей чем при равномерной временной дискретиз, этим и достиг сжатие данных. В общ случае адаптивная коммутация представл собой сп-б предательств частоты опроса источников измерит-х сообщ в соответст со скор предательств входн сигнала.По оконч считыв предыд отсчета ко вх АЦП подключ первый датчик. Рез-т записыв в буферное запомин устр (БЗУ), и одновр поступ на один из вх цифр схемы сравн (СС). На второй вх данной схемы с ЗУ поступ цифр эквивал предыд знач. Разностный сигнал, пропорц-й текущ погр-ти, подается в блок выдел максим погрешности (БВМП). В случае если очередная погрешность превыш погрешность предыд каналов, то в БПА записыв адрес данного канала. По оконч опроса всех датчиков БУ создаёт опрос БПА. Адр канала с макс погрешностью подается через ключ 2 в БЗУ и БС. Одновр знаком из БУ открыв ключ 1, через что из БЗУ поступит в УЗО кодов комбин измер канала, у кот максим погрешность, а после этого в БС. Блок считыв формир кадр (синхрокод, адрес датчика с макс погр-ю и его цифр эквивалент). По окончании чего по сигналу с БС начинается нов цикл.

11.Помехоуст совокупностей с дублированием сообщ.Основано на многократном повтор кодовых неизбыточных сообщ. При приеме кодов сообщ сравнив покомбинационно или поэлементно. Сообщ, принятое однообразным большее число раз, считается принятым прав. Мельчайшее число повторений каждого сообщ равняется трем. При покомбинационного сравн правильн прием любого сообщ неизбыточного бинарного кода вероятен, в случае если все 3 комбин приняты без искаж или 2 из 3 комбин не искаж. Возможность этого: , где – вероятн прав приема всей код комбин; – вероятн искаж элемент посылки. В общ случае при установленном критерии большинства (2 из 3, 3 из 5 и т.д.) вер-сть прав приема код комбин при ее повторении раз , где – возможность прав приема код комбин. При поэлементного сравн дублируемых код сообщ критерий большинства позвол определ верно принятый элемент (1 либо 0).Возможность прав приема всей комбин при ее 3кратном повтор: , где – возможность прав приема одного эл, соответствующ критерию 2 из 3. В общ случ при критерии большинства для поэлементного сравн возможность прав приема код комбин при ее повтор раз , где вероятн искаж элементарной посылки в симметричном канале св.

12.ПСП Требования к ПСП.Для расширения спектра сигналов, предъявляются следующие требования: 1. громадный количество ансамбля последовательностей, формируемых посредством единого метода 2. «хорошие» авто- и взаимно-корреляционные особенности последовательностей, входящих в состав ансамбля; 3. сбалансированность структуры, другими словами число нулей и единиц в ней должно различаться не более чем на один знак; 4. большой период для заданной длины регистра сдвига, формирующего последовательность; 5.непредсказуемость структуры последовательности по ее неискаженному сегменту ограниченной длины.

Псевдослучайной двоичной последовательностью длительностью именуют последовательность, организованную по определенным правилам из дискретных элементов 0 и 1 так, дабы ее корреляционные особенности были близки к соответствующим особенностям шумовой реализации такой же длительности. Такие последовательности в литературе довольно часто назыв М-последовательностями, а величину N- длиной (периодом) последовательности.

Пример: q = 0100;

N – период последовательности.

последовательность, снятая с выхода ячейки DD4 М = [010001111010110]

Схема генератора с f(x)=x^4+x+1. На рисунке приведена функциональная схема генератора М-последовательности, имеющая длину (период последовательности):

Таблица 2.1 – Процесс формирования М-последовательности, длиной N=15

Номер такта Состояние ячеек Выход
DD1 DD2 DD3 DD4

Потом делается по аналогии до 15 строки.

Билет №5

13.Телеметр сист с автомат регул частоты опроса датчиков. При сильной корреляции входных сигналов, т.е. в случ, в случае если входные сигналы изменяются одновр, вероятно использов способа автоматич регулиров частоты опроса датчиков, разрешающего взять сжатие по отсчетам при меньших аппаратурных затратах. В данном устр все каналы опрашиваются поочередно др за др по сигналам бл упр через коммутатор. Частота опроса определ синтезатором частот. Входные сигналы от датчиков поочередно поступ на АЦП, где происх преобразов аналог сигнала в k-разрядный код. Параллельн код входн сигнала сравнив в цифр схеме сравн с кодом прошлого отсчета собственного канала, поступающего от многоканального запоминающ устр. В случае если знач входн сигнала отлич от знач прошл отсчета на вел-ну, превышающую порог срабатыв, что определ допустимой погрешностью, то на вх СС появл логич 1, которая поступает в счетчик. Т.о, за полный цикл в счетчике будет зафиксировано число неизбыточных отсчетов. Кодовая комбин с вых АЦП в параллельном виде поступ в УЗО и одновр через ключ 2, что управл импульсами от БУ, записыв в многоканальное ЗУ и будет принимать участие в сравн в след цикле. Кодов комбин, закодированные в помехозащищ коде, из УЗО поступают в БС, где преобраз в последоват код и совместно с синхросигналом поступают в передатчик. По окончании окончания передачи информ от всех каналов БС запускает БУ и цикл повтор. БУ по окончании преобразов информ от всех каналов через ключ 1 опрашивает счетчик неизбыточных отсчетов. Дешифратор выдает пропорциональный записанному в счетчике числу сигнал на синтезатор частот, что предательств частоту такт импульсов (скор опроса датчиков). Т.о, частота опроса датчиков завис от суммарной допустимой погрешности по всем каналам. Используя в данных устр-х микроконтроллеры, возможно реализов люб метод автоматич регулиров частоты опроса датчиков: по максим погрешности, по самый скоро изменяющимся входн сигналам, по суммарной погрешности и т.д.

14. Потенц помехоуст АМ. При АМ сигнал имеет форму . Находим личную производную , а средн знач квадрата данной величины (средн мощн) при . Спектральная плотность шума на вых приемника . Потому, что она не завис от частоты, то при возьмём . Тогда возьмём * . Потенциальная помехоустойчивость ЧМ. Сигнал на вх приемника имеет форму , где wд – девиация частоты. Нередок модул относ к интегральным видам, а исходя из этого личная произв будет . Ср знач данной произв

Спектр плотность шума на вых приемника . Тогда мощн шума на вых приемника . По окончании подстановки Pш.вых в выражение * возьмём . Как видно из получ направляться, неточность при ЧМ определ девиацией частоты, быстродействием и соотнош удельной мощности и мощности сигнала помехи. Неточность не завис от частоты несущей.

15. Св-ва ПСП. Как указывалось выше, от особенностей ПСП зависят главные характеристики совокупностей с ШПС. Разглядим главные из них.

1.Балансное св. Любая М-послед содерж 2k-1 знаков 1 и 2k-1 знаков 0 либо число нулей и единиц в ней должно отлич не более чем на один знак. Это требов принципиально важно для исключ пост составляющей информац сигнала.

2.Св полноты состояний. Сост разрядов регистра сдвига, формирующего М-послед, возможно представить полным комплектом k-разрядных бинарных чисел за исключ числа, содержащего нули во всех разрядах. Сост «все нули» есть запрещ.

3. Св цикличо сдвига при сложении. Сложение по M-послед и некоего ее циклич сдвига дает в рез-те др циклич сдвиг той же самой послед-ти. Это св-во иллюстрируется на рисунке.

4 Св децимации. Послед-ть, грамотный из забранных через один знаков исх М-послед, по стр-ре совпад с исх, но имеет в 2 раза ниже тактовую частоту. (рис) Нетрудно убедиться, что эти послед-ти явл циклич сдвигами исх М-послед, но с тактовой частотой fТ/2. Сдвиг между ними равен 7,5 тактовым промежуткам либо половине длины послед-ти.

5.Корреляц св. Корреляц св-ва кодовых послед-тей в широкопол совокупностях завис от типа код послед-ти, ее длины, частоты следования знаков и посимвольной стр-ры. Приемник сравнив взятую кодовую послед с правильной ее копией, хранящейся в памяти. В то время, когда он обнаруж корреляцию между ними, то перех в реж приема информ, устанавлив синхронизацию и начинает операцию декодиров нужной инф. Люб частичные корреляции смогут привести к фальшивому срабатыв и нарушению раб приемника, вот из-за чего кодовая послед-ть обязана владеть хорошими корреляц св-ми. Разглядим понятие корреляции более детально. В общ виде автокоррел функ (АКФ) определ интегралом и показыв сообщение сигнала со своей копией, смещенной во времени на вел-ну . Взаимокорр функц (ВКФ) имеет громадное знач для с-м с кодовым раздел абонентов и отлич от АКФ лишь тем, что под знаком интеграла стоят различные функции: ВКФ показывает, таким обр, степень соответствия одной кодовой послед-ти второй. Дабы упростить понятия АКФ и ВКФ, возможно представить значе той либо другой функции как разность между числом совпадений А и несовпадений Б знаков кодовых последовательностей при их посимвольном сравнении.

6. Спектральные св. Спектр псевдослучайного сигнала содержит постоянную и дискретные спектральные составляющие, следующие через промежуток . Огибающая дискретных спектральных составляющих определяется функцией . Исходя из этого амплитуда спектральных составляющих равна нулю на частотах f=k??0. Спектральная плотность биполярного сигнала изображена на рисунке. Методом повышения периода M-последовательности возможно уменьшить промежуток между спектральными составляющими, сделав спектр фактически целым. Наряду с этим спектральная плотность в пределах полосы частот, равной 2/??0 делается практически равномерной.

7. Криптостойкость. Структура М-послед легко возможно раскрыта по ее неискаженному сегменту, содержащему 2k знаков. Вправду, любой знак сегмента удовлетворяет линейному рекуррентному соотнош , исходя из этого возможно записать след совокупность линейных уравнений: *

где – состояние триггеров; – коэффициенты принимающие значение 1 либо 0 в зависимости от того, какие конкретно ячейки триггеров участвуют в формировании обратной связи. Эта совокупность уравнений довольно малоизвестных коэффициентов возможно решена посредством так именуемого метода.

Берлекампа-Мэсси и в следствии ответа отысканы номера отводов регистра сдвига, участвующих в формировании сигнала обратной связи.

Еще раз удостоверились в надежности. Флага нет.


Также читать:

Понравилась статья? Поделиться с друзьями: